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igbt工作原理及接线图篇一:IGBT驱动电路设计原理 接线图
IGBT驱动电路设计原理 接线图
作者：德意志工业 时间：2015-04-13 11:11
IGBT驱动电路的作用
IGBT驱动电路的作用是驱动IGBT模块以能让其正常工作，同时对IGBT模块进行保护。IGBT 驱动电路的作用对整个IGBT构成的系统来说至关重要。IGBT是电路的核心器件，它可在高压下导通，并在大电流下关断，在硬开关桥式电路中，功率器件IGBT能否正确可靠地使用起着至关重要的作用。驱动电路就是将控制电路输出的PWM信号进行功率放大，以满足驱动IGBT的要求，驱动电路设计的是否合理直接关系到IGBT的安全、可靠使用。IGBT驱动电路还为IGBT器件提供门极过压、短路保护、过流保护、过温保护、Vce过压保护（有源钳位）、门极欠压保护，didt保护（短路过流保护的一种）。
IGBT驱动电路的设计
1. 设计IGBT驱动电路需要考虑的性能参数
1）IGBT在电路中承受的正反向峰值电压，可以由下面的公式导出：
设计驱动电路时需要考虑到2-2.5倍的安全系数，可选IGBT的电压为1200V。
2）在电路中IGBT导通时需要承受的峰值电流，可以由下面的公式导出：
2.IGBT驱动器的选择
在实际电路中，栅极电阻的选择要考虑开关速度的要求和损耗的大小。栅极电阻也不是越小越好，当栅极电阻很小时，IGBT的CE间电压尖峰过大 栅极电阻很大时，又会增大开关损耗。所以，选择IGBT驱动器时要在尖峰电压能够承受的范围内适当减小栅极电阻。由于电路中的杂散电感会引起开关状态下电压和电流的尖峰和振铃，在实际的驱动电路中，连线要尽量短，并且驱动电路和吸收电路应布置在同一个PCB板上，同时在靠近IGBT的GE间加双向稳压管， 以箝位引起的耦合到栅极的电压尖峰。
对于大功率IGBT，设计和选择驱动基于以下的参数要求：器件关断偏置、门极电荷、耐固性和电源情况等。门极电路的正偏压VGE负偏压-VGE和门极电阻RG的大小，对IGBT的通态压降、开关时间、开关损耗、承受短路能力以及dv／dt电流等参数有不同程度的影响。门极驱动条件与器件特性的关系见表1。栅极正电压 的变化对IGBT的开通特性、负载短路能力和dVcE／dt电流有较大影响，而门极负偏压则对关断特性的影响比较大。在门极电路的设计中，还要注意开通特性、负载短路能力和由dVcE／dt 电流引起的误触发等问题（见下图）。
3.IGBT驱动电路的设计
隔离驱动产品大部分是使用光电耦合器来隔离输入的驱动信号和被驱动的绝缘栅，采用厚膜或PCB工艺支撑，部分阻容元件由引脚接入。这种产品主要用于IGBT的驱动，因IGBT具有电流拖尾效应，所以光耦驱动器无一例外都是负压关断。下面我们就以M57962L来为基础设计相关的驱动电路！
下图为M57962L驱动器的内部结构框图，采用光耦实现电气隔离，光耦是快速型的，适合高频开关运行，光耦的原边已串联限流电阻（约185 Ω），可将5 V的电压直接加到输入侧。它采用双电源驱动结构，内部集成有2 500 V高隔离电压的光耦合器和过电流保护电路、过电流保护输出信号端子和与TTL电平相兼容的输入接口，驱动电信号延迟最大为1.5us。
当单独用M57962L来驱动IGBT时。有三点是应该考虑的。首先。驱动器的最大电流变化率应设置在最小的RG电阻的限制范围内，因为对许多IGBT来讲，使用的RG 偏大时，会增大td（on ）（导通延迟时间），t d（off）（截止延迟时间），tr（上升时间）和开关损耗，在高频应用（超过5 kHz）时，这种损耗应尽量避免。另外。驱动器本身的损耗也必须考虑。
如果驱动器本身损耗过大，会引起驱动器过热，致使其损坏。最后，当M57962L被用在驱动大容量的IGBT时，它的慢关断将会增大损耗。引起这种现象的原因是通过IGBT的Gres（反向传输电容）流到M57962L栅极的电流不能被驱动器吸收。它的阻抗不是足够低，这种慢关断时间将变得更慢和要求更大的缓冲电容器应用M57962L设计的驱动电路如下图。
电路说明：电源去耦电容C2 ～C7采用铝电解电容器，容量为100 uF／50 V，R1阻值取1 kΩ，R2阻值取1.5kΩ，R3取5.1 kΩ，电源采用正负l5 V电源模块分别接到M57962L的4脚与6脚，逻辑控制信号IN经l3脚输入驱动器M57962L。双向稳压管Z1选择为9.1 V，Z2为18V，Z3为30 V，防止IGBT的栅极、发射极击穿而损坏驱动电路，二极管采用快恢复的FR107管。
多电路输出的IGBT驱动设计
工作原理为：PWM控制芯片输出的两路反相PWM 信号经元件组成的功率放大电路放大之后，再经脉冲变压器隔离耦合输出4路驱动信号。4路驱动信号根据触发相位分为相位相反的两组。驱动信号1与驱动信号3同相位，驱动信号2与驱动信号４同相位。该电路采用脉冲变压器实现了被控IGBT高电压主回路与控制回路的可靠隔离，IGBT 的GE间的稳压管用于防止干扰产生过高的ＵＧＥ而损坏IGBT的控制极。与MOSFET一样，负偏压可以防止母线过高ｄｕ／ｄｔ造成门极误导通。但只要控制好母线电压瞬态过冲，可不需要IGBT的负偏压。此电路中，脉冲变压器次级接相应电路将驱动波形的负脉冲截去，大大减少了驱动电路的功耗。
由于IGBT的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变化，因而驱动电路性能的好坏将直接影响IGBT能否正常工作。为使IGBT能可靠工作。IGBT驱动电路需要满足以下要求：
1．提供一定的正向和反向驱动电压，使IGBT能可靠地开通和关断。
2．提供足够大的瞬时驱动功率或瞬时驱动电流，使IGBT能及时迅速地建立栅控电场而导通。
3．具有尽可能小的输入、输出延迟时间，以提高工作频率。
4．足够高的输入输出电气隔离性能，使信号电路与栅极驱动电路绝缘。
5．具有灵敏的过电流保护能力。
IGBT驱动电路设计的趋势
集成化模块构成的IGBT栅控电路因其性能可靠、使用方便，从而得到了普遍应用，也是驱动电路的发展方向。各大公司均有不同系列的IGBT驱动模块，其基本功能类似，各项控制性能也在不断提高。例如富士公司的EXB系列驱动模块内部带有光耦合器件和过电流保护电路，它的功能如下图所示。
EXB系列驱动模块与IGBT之间的外部接口电路如下图所示。驱动信号经过外接晶体管的放大，由管脚14和管脚15输入模块。过电流保护信号由测量反映元件电流大小的通态电压vCE 得出，再经过外接的光耦器件输出，过电流时使IGBT立即关断。二只33uF的外接电容器用于吸收因电源接线所引起的供电电压的变化。管脚1和管脚3的引线分别接到IGBT的发射极E和门极G，引线要尽量短，并且应采用绞合线，以减少对栅极信号得到干扰。图中D为快速恢复二极管。
由于IGBT在发生短路后是不允许过快地关断，因为此时短路电流已相当大，如果立即过快关断会造成很大的di/dt，这在线路分布电感的作用下会在IGBT上产生过高的冲击电压，极易损坏元件。所以在发生短路后，首先应通过减小栅极正偏置电压，使短路电流得以抑制，接着再关断IGBT，这就是所谓“慢关断技术”，这一功能在某些公司生产的模块中已有应用。
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igbt工作原理及接线图篇二:IGBT管的结构与工作原理(图)
1.IGBT的结构与工作原理 图1所示为一个N 沟道增强型绝缘栅双极晶体管结构， N+ 区称为源区，附于其上的电极称为源极。N+ 区称为漏区。器件的控制区为栅区，附于其上的电极称为栅极。沟道在紧靠栅区边界形成。在漏、源之间的P 型区（包括P+ 和P 一区）（沟道在该区域形成），称为亚沟道区（ Subchannel region ）。而在漏区另一侧的P+ 区称为漏注入区（ Drain injector ），它是IGBT 特有的功能区，与漏区和亚沟道区一起形成PNP 双极晶体管，起发射极的作用，向漏极注入空穴，进行导电调制，以降低器件的通态电压。附于漏注入区上的电极称为漏极。 IGBT 的开关作用是通过加正向栅极电压形成沟道，给PNP 晶体管提供基极电流，使IGBT 导通。反之，加反向门极电压消除沟道，流过反向基极电流，使IGBT 关断。IGBT 的驱动方法和MOSFET 基本相同，只需控制输入极N一沟道MOSFET ，所以具有高输入阻抗特性。当MOSFET 的沟道形成后，从P+ 基极注入到N 一层的空穴（少子），对N 一层进行电导调制，减小N 一层的电阻，使IGBT 在高电压时，也具有低的通态电压。
2.IGBT 的工作特性 1.静态特性 IGBT 的静态特性主要有伏安特性、转移特性和开关特性。 IGBT 的伏安特性是指以栅源电压Ugs 为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs 的控制，Ugs 越高， Id 越大。它与GTR 的输出特性相似．也可分为饱和区1 、放大区2 和击穿特性3 部分。在截止状态下的IGBT ，正向电压由J2 结承担，反向电压由J1结承担。如果无N+ 缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT 的某些应用范围。 IGBT 的转移特性是指输出漏极电流Id 与栅源电压Ugs 之间的关系曲线。它与MOSFET 的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs(th) 时，IGBT 处于关断状态。在IGBT 导通后的大部分漏极电流范围内， Id 与Ugs呈线性关系。最高栅源电压受最大漏极电流限制，其最佳值一般取为15V左右。 IGBT 的开关特性是指漏极电流与漏源电压之间的关系。IGBT 处于导通态时，由于它的PNP 晶体管为宽基区晶体管，所以其B 值极低。尽管等效电路为达林顿结构，但流过MOSFET 的电流成为IGBT 总电流的主要部分。此时，通态电压Uds(on) 可用下式表示： Uds(on) ＝ Uj1 ＋ Udr ＋ IdRoh 式中Uj1 —— JI 结的正向电压，其值为0.7 ～1V ；Udr ——扩展电阻Rdr 上的压降；Roh ——沟道电阻。 通态电流Ids 可用下式表示： Ids=(1+Bpnp)Imos 式中Imos ——流过MOSFET 的电流。 由于N+ 区存在电导调制效应，所以IGBT 的通态压降小，耐压1000V的IGBT 通态压降为2 ～ 3V 。IGBT 处于断态时，只有很小的泄漏电流存在。 2.动态特性 IGBT 在开通过程中，大部分时间是作为MOSFET 来运行的，只是在漏源电压Uds 下降过程后期， PNP 晶体管由放大区至饱和，又增加了一段延迟时间。td(on) 为开通延迟时间， tri 为电流上升时间。实际应用中常给出的漏极电流开通时间ton 即为td (on) tri 之和。漏源电压的下降时间由tfe1 和tfe2 组成。 IGBT的触发和关断要求给其栅极和基极之间加上正向电压和负向电压，栅极电压可由不同的驱动电路产生。当选择这些驱动电路时，必须基于以下的参数来进行：器件关断偏置的要求、栅极电荷的要求、耐固性要求和电源的情况。因为IGBT栅极- 发射极阻抗大，故可使用MOSFET驱动技术进行触发，不过由于IGBT的输入电容较MOSFET为大，故IGBT的关断偏压应该比许多MOSFET驱动电路提供的偏压更高。 IGBT的开关速度低于MOSFET，但明显高于GTR。IGBT在关断时不需要负栅压来减少关断时间，但关断时间随栅极和发射极并联电阻的增加而增加。IGBT的开启电压约3～4V，和MOSFET相当。IGBT导通时的饱和压降比MOSFET低而和GTR接近，饱和压降随栅极电压的增加而降低。 3.IGBT的工作原理 N沟型的 IGBT工作是通过栅极-发射极间加阀值电压VTH以上的（正）电压，在栅极电极正下方的p层上形成反型层（沟道），开始从发射极电极下的n-层注入电子。该电子为p+n-p晶体管的少数载流子，从集电极衬底p+层开始流入空穴，进行电导率调制（双极工作），所以可以降低集电极-发射极间饱和电压。工作时的等效电路如图1（b）所示，IGBT的符号如图1（c）所示。在发射极电极侧形成n+pn-寄生晶体管。若n+pn-寄生晶体管工作，又变成p+n- pn+晶闸管。电流继续流动，直到输出侧停止供给电流。通过输出信号已不能进行控制。一般将这种状态称为闭锁状态。 为了抑制n+pn-寄生晶体管的工作IGBT采用尽量缩小p+n-p晶体管的电流放大系数α作为解决闭锁的措施。具体地来说，p+n-p的电流放大系数α设计为0.5以下。 IGBT的闭锁电流IL为额定电流（直流）的3倍以上。IGBT的驱动原理与电力MOSFET基本相同，通断由栅射极电压uGE决定。 (1)导通 IGBT硅片的结构与功率MOSFET 的结构十分相似，主要差异是IGBT增加了P+ 基片和一个N+ 缓冲层（NPT-非穿通-IGBT技术没有增加这个部分），其中一个MOSFET驱动两个双极器件。基片的应用在管体的P+和N+ 区之间创建了一个J1结。当正栅偏压使栅极下面反演P基区时，一个N沟道形成，同时出现一个电子流，并完全按照功率MOSFET的方式产生一股电流。如果这个电子流产生的电压在0.7V范围内，那么，J1将处于正向偏压，一些空穴注入N-区内，并调整阴阳极之间的电阻率，这种方式降低了功率导通的总损耗，并启动了第二个电荷流。最后的结果是，在半导体层次内临时出现两种不同的电流拓扑：一个电子流(MOSFET 电流)；空穴电流（双极）。uGE大于开启电压UGE(th)时，MOSFET内形成沟道，为晶体管提供基极电流，IGBT导通。 (2)导通压降：电导调制效应使电阻RN减小，使通态压降小。 (3)关断 当在栅极施加一个负偏压或栅压低于门限值时，沟道被禁止，没有空穴注入N-区内。在任何情况下，如果MOSFET电流在开关阶段迅速下降，集电极电流则逐渐降低，这是因为换向开始后，在N层内还存在少数的载流子（少子）。这种残余电流值（尾流）的降低，完全取决于关断时电荷的密度，而密度又与几种因素有关，如掺杂质的数量和拓扑，层次厚度和温度。少子的衰减使集电极电流具有特征尾流波形，集电极电流引起以下问题：功耗升高；交叉导通问题，特别是在使用续流二极管的设备上，问题更加明显。 鉴于尾流与少子的重组有关，尾流的电流值应与芯片的温度、IC 和VCE密切相关的空穴移动性有密切的关系。因此，根据所达到的温度，降低这种作用在终端设备设计上的电流的不理想效应是可行的，尾流特性与VCE、IC和 TC有关。 栅射极间施加反压或不加信号时，MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，IGBT关断。 (4)反向阻断。 当集电极被施加一个反向电压时，J1 就会受到反向偏压控制，耗尽层则会向N-区扩展。因过多地降低这个层面的厚度，将无法取得一个有效的阻断能力，所以，这个机制十分重要。另一方面，如果过大地增加这个区域尺寸，就会连续地提高压降。 (5)正向阻断。 当栅极和发射极短接并在集电极端子施加一个正电压时，P/NJ3结受反向电压控制。此时，仍然是由N漂移区中的耗尽层承受外部施加的电压。 (6)闩锁。 IGBT在集电极与发射极之间有一个寄生PNPN晶闸管。在特殊条件下，这种寄生器件会导通。这种现象会使集电极与发射极之间的电流量增加，对等效MOSFET的控制能力降低，通常还会引起器件击穿问题。晶闸管导通现象被称为IGBT闩锁，具体地说，这种缺陷的原因互不相同，与器件的状态有密切关系。通常情况下，静态和动态闩锁有如下主要区别： 当晶闸管全部导通时，静态闩锁出现。 只在关断时才会出现动态闩锁。这一特殊现象严重地限制了安全操作区。 为防止寄生NPN和PNP晶体管的有害现象，有必要采取以下措施：一是防止NPN部分接通，分别改变布局和掺杂级别。二是降低NPN和PNP晶体管的总电流增益。 此外，闩锁电流对PNP和NPN器件的电流增益有一定的影响，因此，它与结温的关系也非常密切；在结温和增益提高的情况下，P基区的电阻率会升高，破坏了整体特性。因此，器件制造商必须注意将集电极最大电流值与闩锁电流之间保持一定的比例，通常比例为1：5。
igbt工作原理及接线图篇三:IGBT开关电路原理和电路图
IGBT开关电路原理和电路图
作者：微叶科技 时间：2015-05-15 14:56
在开关稳压电源中，开关电路是其核心部分，它是由功率开关管、二极管、电感器和电容器等组成的。功率开关管可以是半导体功率三极管，也可以是MOSFET、SCR、IGBT、集成稳压器等。本文以IGBT为例说明其在开关电源中的应用。根据功率开关管在输入和输出之间的位置，基本开关电路可分为串联开关电路、并联开关电路和串—并联开关电路等几种。下面分别予以论述。 1.1 串联开关电路
串联开关电路也叫降压开关电路或Buck 电路。串联开关电路的原理图和等效电路图如图1-l(a)、(b)所示。
图1-1 串联开关电路的原理图和等效电路图
由图1-l(a)可以看出，串联开关电路由功率开关管V1 (IGBT)、续流二极管V2、电感L和电容C组成，Vl受占空比为0的脉冲的控制，交替导通或关断，再经L和C组成的滤波器，在负载R上得到直流输出电压Uo，从而完成将脉动的直流输入电压Vcc变换成平滑直流输出电压Uo的功能。
采用图1-l(b)所示的等效电路图来分析串联开关电路的稳态工作过程。功率开关管VI用一开关 S来代替。当开关S处于位置 l（闭合）时，表示Vl处于导通状态；当开关 S处于位置 2（断开）时，表示Vl处于关断状态。开关管VI处于导通和关断状态时的等效电路如图1-2所示。
图1-2(a)为Vl处于导通状态时的等效电路。输入电流ii＝iL（iL为电感电流），iL流过电感L时，在电感器达到饱和之前，电流iL线性增加，负载R 流过电流 I。，R上的电压即输出电压Uo，其极性为上正下负。当ii>I。时，电容C处于充电状态，而二极管V2处于反偏置状态。
图1-2(b)为Vl处于关断状态时的等效电路。由于开关管关断，ii=0，而电感中的电流 iL
不会发生突变，电感I中的磁场将改变L两端的电压UL的极性，以维持电流 iL不变。负载R上的电压U。仍保持上正下负。在iL <I。时，电容C处于放电状态，以维持电流Io不变，即保持输出电压Uo (I。R)不变。此时，续流二极管V2处于正偏置状态，为电感电流吐和输出电流I。提供通路。
图1-2 开关管Vl处于导通和关断状态时的等效电路图
从上述分析中可以看出，当Vl处于导通状态时，ii>0；当Vl处于关断状态时，ii=0。所以，输入电流ii随Vl周期性的导通和关断而成为脉动电流，而输出电流Io在电感L、续流二极管V2、滤波电容C的作用下却保持连续平滑。若负载为电阻性的，输出电压也呈现连续平滑的特性。
以上分析，假设所有元器件都为理想元器件，但实际上，损耗总是存在的，故开关管的电压降不可忽略。这样，U。<Vcc，即为降压情况。
1.2 并联开关电路
并联开关电路也叫升压开关电路或Boost 电路，并联开关电路的原理图和等效电路图如图1-3所示。
从图1-3(a)可以看出，并联开关电路与串联开关电路一样，也是由开关管V1(IGBT)、二极管V2、电感L、电容C组成的。不同之处只是这些元器件的相对位置与串联开关电路不同。开关管V1是并联在输入和输出端之间，V1受占空比为D的脉冲控制，交替导通或关断。图1-3 (b)是并联开关电路的等效电路图。图中用开关S来代替开关管Vl。当开关 S处于位置 1时，表示Vl处于导通状态；当开关 S处于位置 2时，表示Vl处于关断状态。
图1-3 并联开关电路的原理图和等效电路图
开关管Vl处于导通和关断状态时的等效电路如图1-4所示。利用图1-4 来分析并联开关电路的稳态工作过程。当开关 S处于位置 1[如图1-4(a)]时，流经电感L的电流 Il在电感器达到饱和之前呈线性增加，能量（磁能）存储在电感I中。此时，电容C经负载R放电，R中流过电流I。，负载R上的电压降即为输出电压U。，极性为上正下负。由于开关管Vl处于导通状态，续流二极管V2处于反偏置，电容C不能通过开关管Vl放电。
图1-4 开关管Vl处于导通和关断状态时的等效电路图
当开关 S处于位置2[如图1-4( b)时，电感L中的磁场改变电感L两端的电压uL的极性，以维持电流ZL不发生突变。此时，输出电压U。＝Vcc+ UL，由于UL与Vcc极性相同，使得Uo>Vcc，形成升压的形式。由于VI受占空比为D的脉冲的控制而交替地导通和关断，所以流经二极管Vz的电流是脉动电流，但由于电容C的滤波作用，在负载R上流有连续平滑的电流I。。若负载为电阻性的，输出电压也呈现连续平滑的特性。1.3 串—并联开关电路
串—并联开关电路也叫降压—升压开关电路、Buck-Boost开关电路或反号开关电路。实际上，它是在一个串联开关电路后再接一个并联开关电路，其原理图和等效电路图如图1-5所示。
图1-5 串--并联开关电路的原理图和等效电路图
串联开关电路后接并联开关电路是怎样演变成图1-5 (a)所示的只有一个开关管、一个二极管、一个电感器和一个电容器的最简单的电路形式呢？建议读者可从串联开关电路的等效电路后接并联开关电路的等效电路人手进行简化。此时，需要注意两个问题：第一，将串联开关电路中的滤波电容器的作用并入并联开关电路的滤波电容器中，整个电路只有一个输出端上的滤波器；第二，两个开关管由同一个占空比为D的脉冲来控制，即同时导通或同时关断。通过推导便可得到如图1-5 (b)所示的等效电路图，进而得到图1-5 (a)所示的实用的串—并联开关电路。
利用图1-5(a)来分析串—并联开关电路的稳态工作过程。当 Vl导通时，电流ii流经电感L，电流为iL，能量以磁能的形式存储在电感器中。在开关管Vl关断时，ii =0，为维持电感L中的电流不发生突变，电感器产生自感反电动势，其极性为上负下正。此时，二极管V2被正向偏置而导通，负载电阻R上的电压等于电感器上的反电动势，也为上负下正。此时，电容C被充电。刍Vl再次寻通时，C经负载R放电，以维持输出电压Uo保持不变。这样，虽然 ii和iL[见图1-5 (a)]都是脉动的，但由于电容C的滤波作用，负载电流Io是连续平滑的由于输出电压U。与输入电压Vcc的极性相反，所以串—并联开关电路也称为反号开关电路。1.4 并—串联开关电路
并—串联开关电路也叫Boost-Buck开关电路或Cuk开关电路。实际上，它是一个并联开关电路后接一个串联开关电路而成的。其原理图和等效电路图如图1-6所示。
图1-6 并—串联开关电路的原理图和等效电路图
从并联开关电路的等效电路后接串联开关电路的等效电路入手来分析电路的演变。在图1-7(a)中，虚线左边为并联开关电路的等效电路，虚线右边为串联开关电路的等效电路。假设开关S1和S2是由同一个脉冲控制，它们同步导通或关断，这样S1、V1、S2、V2在电路中的作用可以分别用一个双刀双掷开关S来取代，则演变成图1-7（b）中的等效电路。假设输出电压U。允许成为反极性的，那么，双刀双掷开关 S和与其并联的电容Cl可以等效为一个单刀双掷开关和与其并联的电容器，如图1-7(c)所示。在图1-7（c）中，单刀双掷开关S1的作用可以用图1-7 (d)中开关 Sl和二极管V1来代替。图1-7 (d)与图1-6 (b)所示的并—串联开关电路的等效电路完全相同。
图1-7 并—串联开关电路的等效电路的简化
下面利用图1-6(a)的电路来分析并—串联开关电路的稳态工作过程。
当开关管V1导通时，二极管V2反向偏置，输入电流ii流经电感Ll，ii=iLl，能量以磁能的形式存储在电感L1中。与此同时，电容C1通过V1、C2、L2放电，能量以磁能的形式存储在L2中，并为负载R供电。此时，开关管Vl中流过的电流为输入电流和输出电流之和。
当开关管Vl关断时，二极管V2正向偏置导通，输入电流 走向电容Cl充电，此时的电流 ii是直流输入电源Vcc和电感Li存储的能量所提供的。与此同时，电感L2存储的能量提供电流iL2负载R。若电容C和电感L1、L2足够大，ii和iL2基本上保持不变。由此可见，当 V1导通时，电容C 1充电；而当V1关断时，Cl放电。所以，电容Cl是能量的传递元件。
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