【www.shanpow.com--对联知识】
篇一:[flyback]从Buck-Boost到Flyback，电源知识全解释！「卧龙会」
我们与你一起畅享IT世界！
【【卧龙会IT技术】从Buck-Boost到Flyback，电源知识全解释！「卧龙会」】http://toutiao.com/group/6531085946945798659/?iid=15906422033&app=explore_article×tamp=1520679987&tt_from=copy_link&utm_source=copy_link&utm_medium=toutiao_ios&utm_campaign=client_share
上尉Shonway推荐
电源的拓扑有很多种，但是其实我们能够理解一种拓扑，就可以理解其他拓扑结构。因为组成各种拓扑的基本元素是一样的。
对于隔离电源。大家接触最多的电路拓扑应该是 flyback。
但是大家一开始做电源的时候，不会设计,连分析也不懂,唯一能做的是模仿(额,难听点就是抄袭了)。这样子的状态持续了一段时间后,才开始慢慢的有一些了解。但对于新手来说，如果能从基本拓扑结构BUCK、BOOST进行演变成更复杂的拓扑结构，那么我们融会贯通的理解各种拓扑结构，就变得非常容易。
其实理解隔离电源，相对非隔离DCDC来说，需要多理解一个基本元素——变压器。然后很多基本原理也可以通过基本拓扑进行演变。
本文就是做了一个演变的过程分析。
为了分析 flyback 电路,我们从 flyback 的源头开始说吧。Flyback 是从最基本的三种电路中的buck-boost 演变而来的。所以对 buck-boost 的分析,一定有助于对 flyback 的分析,而且buck-boost 看起来似乎要比 flyback 简单,至少它没有变压器。
下面将要开始来对 buck-boost 进行演变,最终会演变成 flyback。
Buck-Boost电路——降压或升压斩波器，其 输出均匀电压U0大于或小于输进电压Ui，极性相反。
图一 是 buck-boost 的原型电路。把电感 L 绕一个并联线圈出来,如图二:
把 L 的 2 个并联线圈断开连接,并且改变圈数比,改为:1:n,如图三:
把图三中的二极管沿着所在回路移动,变成阴极朝外的样子,并且,改变输出电压V和接地的位置。（二极管的作用是单向导通，电路没有其他分支电流，在一个环路中的两个位置，效果可以等效。）
（Buck Boost是实现反压的，但是我们隔离电源并不是需要反压，所以我们需要调换一下电源的极性。）
如图四:
把图四中的 Q 顺着回路移动到变压器下方,如图五:
（开关的位置其实在哪都可以，只是我们不希望MOS的打开条件Vgs的伏值不要太高。）
转变一下变压器的绕线方向，则形成了Flyback
以上说明,我们研究 buck-boost 的行为特性,对研究 flyback 的行为特性有很大的帮助。因为两个电路各工作过程都是极其类似的。只是在buck boost的拓扑中，只有一个电感，进行储能，而在flyback电路中，是一个变压器。原边侧的电磁能量，在原边侧电路突然断开的时候，能够把能量传递到副边侧。
对于Buck-Boost拓扑来说：
第一个工作状态:mosfet Q 开通,二极管 D 关断.如图八所示:
`
此时，输入电源对电感进行充电。电容原先充电的能量，对负载进行供电，保持其原来的电压。
第二个工作状态:Mosfet Q 关断,二极管 D 开通.如图九所示:
此时，电感会维持原来的电流。
我们来看下flyback的工作过程：
假定这个 flyback 电路仍然工作在稳定的 CCM 状态。
在状态 1 mosfet Q 开通,二极管 D 关断,电路如图所示。
类比于刚刚我们提到的BuckBoost的状态一，此时对电感进行充电，电容维持负载的电流。
在flyback的状态 2 Mosfet Q 关断,二极管 D 开通，此时变压器的副边对负载和电容进行充电。
刚刚我们讨论的是CCM情况。flyback有个另外的情况DCM。
工作在DCM情况下的flyback比在CCM下多了一个工作状态 3. 工作状态1 和工作状态2 与CCM的工作状态 1 和 2 相同,在工作状态 3 下,Mosfet Q 和二极管 D 都处于关断状态.三个工作状态经历时间分别为 d1Ts,d2Ts,d3Ts.
篇二:[flyback]Flyback Transformer Driver
Flyback Transformer Driver="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">="msonormal">="center">
General Description and circuit operation:
This is an efficient flyback driver for modern cylindrical rectified television flybacks. Many sites doesn"t provide circuits driving these transformers, they simply say that they are bad.
I don"t agree. In fact I built this circuit. I spent a lot of time for finding resonant frequency (around 15Khz) and duty cycle. These transformers best work at around 90% duty cycle. You may notice corona breakdown at terminals and pfffff sound (as well as the ozone smell) when adjusting the off time trimmer to near 500-300 ohms. Of course it will work for other tipes of flyback as frequency and duty cycle have a large range.
Frequency range can be increased using multiposition switch for other values of C3 capacitor ,for example 2 nF for 80KHz-200000KHz, but didn"t found flybacks with so high resonant frequencies, in addition with higher values of c3 , eg 200nF, 2uF the frequency will drop making possible the use of ignition coils, and rectified power transformers @50Hz to charge high voltage electrolitic caps at 300-400V). Unfortunately my ignition coil died because insulation breakdown (too long drawn arcs)...
I was able to power a small (20cm) Spark Gap tesla coil Using these dc rectified flybacks to charge primary tank capacitor.
The operation is simple
The 555 is wired as an astable and the capacitor is charged only through the 4,7Kohm trimmer (notice the diode) and discharged only through the 2.2 Kohm trimmer, making the duty cycle full adjustable. The square wave is then feed in a totem pole made up of a 2N3904 and a 2N3906, which are cheap, and easy to find. The totem pole ensures the gate being charged and discharged very fast (approx 50nS i think). The IRF840 is a cheap (i found it for 4euros) reliable and powerful power mosfet, it has current capability of 8 A continuous and 32A pulse, 800V drain source voltage, protecting internal zener diode. There is a snubbing network to ensure that voltage spikes are kept low (unless the insulation of the transformer start to leak) protecting both transistors and 555 IC. 100 ohm is a compromise between decay time and voltage spike.
Comments and specifications:
The 100 ohm snubber must me a 5W resistor, or it will burn at long operationsThe led is only for safety purposesUse a dead man switch (pushbutton) for safetyThe power supply must supply at least 2-3 A if you want decent arcs (20000 KV)
Dangers:The flyback driven in this way can supply a significant current, aldough the heart fibrillation starts at 30mAI recommend caution to avoid painful arc-burns.The arc is a hot plasma, never operate the circuit in presence of flammable substances.Charging high voltage capacitors is a serious life threat, so if you arent unexperienced just draw arcs and no moreThis device when rectified generates static voltage that can be a little annoying.... (or fun, i sprayed with coronaa plastic pen from positive terminal and then i was able to attract little pieces of paper)
Disclaimer:I don"t assume any responsibility of the damages or discruptions dove by this device, to persons or things. Any irresponsable action would be a serios danger. This is high voltage threat it with respect.
篇三:[flyback]【句句说中要害】资深工程师对Flyback电源各个层面上的分析与总结！
Flyback的五个最
●应用最多的变换器
生产数量、人均拥有量、总用电容量？
●性能最差的变换器
能效、电磁兼容性
●工况最差的变换器
硬开关、电压应力、电流应力、磁利用率、EMC应力
●任务最重的变换器
安规隔离、宽电压应用、PFC应用，待机
●最简单的变换器
还有比它更简单的隔离变换器？集成度越来越高、元件越来越少，做出来很容易，做好呢？
什么叫好？
●比别人做的好
●没有比这个更好
●为什么我做的总没别人做的好
●为什么有那么几个人做出来的反激就是明显比别人好
●我手上这个还能不能更好
●如果能证明这个不可能更好，那就是最好
开关电源很多指标
●效率、成本、安全、电磁兼容性、待机、能效、可靠性、稳定性、保护、体积（功率密度）、超薄、精度、纹波、电压调整率、负载调整率、交叉调整率、温度、寿命、功率因数、总谐波。。。
好不好，看效率
●效率做起来，才谈得上其他的
●先做好效率，再说其余
●牺牲效率的设计不是好设计
●效率是一点一点抠出来的
●对效率的追求，永远是值得的
●多花点时间优化效率，就是效率
效率能做到多高呢？
●很多人以88%为标准，几年前的标准
●估计现在能批量出货的应该在90%以上，才有竞争力
●有的人轻易就能做到91、92%以上去
●还有个别人，一不小心就做到93%以上去，所谓高手
定一个设计标杆：整机效率94%
●觉得太高？那就93%，不能再低
●这是一个在特定情况下可以实现的整机效率
●这是一个难以实现的整机效率。
●即使没能实现，我们也应该知道自己的差距
●即使没能实现，我们也应该知道为什么没能实现，是哪些因素导致的什么在影响反激的效率？
漏感
●漏感问题是反激变换器的基本问题。漏感是硬伤。要实现高效率，控制漏感是重头戏。先做好漏感，再说其余。
●漏感有多大？意味着能量传递损失多大，变换器效率损失有多大，钳位电路热损耗有多大。这都是额外的，其他变换器没有的。
较大的峰值电流 Ipk
●反激的峰值电流较之其他拓扑更大，原因是其储能/释能这种间歇工作模式决定的，占空比较小。
●临界模式、断续模式、PFC控制、宽电压应用更加剧了峰值电流应力。
●峰值电流决定一个反激变压器的磁应力，导致磁利用率较低。
●峰值电流还与开关（以及副边二极管）导通损耗直接相对应。
较高的原边电压应力
●反激的原边电压应力较之其他拓扑更大，原因是反射电压、漏感尖峰电压叠加在输入电压上，导致开关电压应力为输入电压的1.5～2倍。
●这导致：
a）硬开关动作的损耗剧增（因各种寄生电容导致的损耗增加2～4倍）
b）开关内寄生二极管反向恢复电流激增（导致关断损耗激增）。
c）必须使用耐压高出1.5～2倍的开关，其饱和压降大幅度提高，导通损耗剧增。
更高的副边二极管电压应力
●反激的副边二极管电压应力更是增加得离谱，按市电AC/DC变换的典型参数，这个电压应力更是高到了其输出电压的3到5倍，还可能有可观的尖峰电压叠加。
●这导致：
a）二极管翻转动作的损耗剧增（因各种寄生电容导致的损耗增加10～30倍）
b）二极管反向恢复电流激增（不要相信此处没有反向恢复的说法）
c）必须使用耐压高出输出电压几倍的二极管，其饱和压降大幅度提高，导通损耗剧增拓扑环境层面的设计考虑高效率的反激设计应该比一般设计更注意仔细追究拓扑应用环境，这是因为对效率的极限追求也是对其应用环境的极限追求，要让电路工作处于最明确、最舒适、最能扬长避短、最能发挥到极限的环境。
1选择一个较软的拓扑控制模式。准谐振（QR）模式是首选，而CCM、CRM模式可能效率较低。其他诸如谐振模式、无损钳位模式、Sepic模式等，由于技术尚不成熟一般不予考虑。
2输出电压较低时，副边考虑同步整流是好主意
3尽量考虑采用专用控制芯片、有口碑的芯片、原边控制的芯片。避免使用6562、3842这样的通用芯片去做反激，用一大堆运放达成的控制环路更是不可取。不是因为这些芯片不能用，而是要伺候这些芯片是很难受的。
4认真论证你的最低输入电压，也就是最大峰值电流 Ipk 的取值。全电压的必要性，过渡模式（CCM模式）的必要性，限流模式（OCP模式）的必要性，控制转折点设置在哪里？任何时候都不要让 Ipk 失控。开机冲击和短路冲击对 Ipk 的影响也要考虑。
5认真论证你的最高输入电压，市电AC/DC应用按264Vac做显然是有问题的，小区电压飙到264Vac以上是经常的。建议按277Vac（必要时再增加一点余量）考虑。
6认真论证你的最高输出电压，或者CV/CC模式的最大输出功率。充分考虑各种情况下输出电压意外飙高的可能性，并选择一款OVP嗨得住的芯片。OVP是否嗨得住，不仅涉及最高输出电压带来的最高电压应力、功率应力，还直接关乎假负载的损耗功率。
最高输出电压就是脱离OVP保护模式后的第一个电压。电路运行层面的设计考虑1输入回路干净利落，避免热敏电阻、保险电阻的设计，硅桥要电流稍大的。共模差模带来的损耗要斤斤计较，一级两级、个大个小、线粗线细之间的差别是很大的。这还涉及EMC设计水平，如何做到用最少的共模差模解决问题？
2开关的选型，MOS最好是外置的，这样方便选型和控制。内阻（Rdson）尽量小一点，Cool-MOSc也是可以的。最重要的是耐压，市电 AC/DC 典型应用，MOS 耐压首选 650V 的，耐压更低的应该嗨不住，耐压更高的特性急剧恶化，其价格、内阻都是很难接受的。
3驱动能力要足够，Rg下拉、上拉电阻要分开（上拉电阻与二极管并联后串下拉电阻）。关断要干净利落，一定不能让米勒平台出现在 Ipk 位置。
4在高压端通过电阻实现的电压采样、VCC启动、线电压补偿、安规电容放电等电路是要耗电的。副边假负载、副边采样控制电路也是要耗电的。这些电路要优化，其能耗要追究。
5最敏感的电流采样、过零（谷底）采样、FB采样电路要精心布置，电路要简洁，阻抗要匹配，杂散参数影响要小，PCB要安静。这是因为高效率电路对这些细微的控制有更高的要求，不能出问题。
6各部波形要正常，没有奇怪的、离谱的东西。环路、高PFC电路的主要参数要调试好，主要指标 PF 和 THD 要基本达到要求，工作稳定，不能有振荡，在这个前提下做的效率优化才有意义。
7在最后优化效果出来前，（在经验不足时）某些要影响效率的次要电路可以先裸奔。比如：磁珠要取消、DS上并联的电容要取消、差模共模可短路、钳位功率最小化（降低电压运行看情况）、副边二极管吸收电路不连接（用高耐压二极管先代替看情况）、假负载功率最小化，CS采样电阻最小化（非OCP模式），甚至VCC供电和副边控制电路用电可考虑用电池组临时供电。以免这些电路的设置不合理影响主电路运行工况，造成误判。
变压器设计高效率反激变换器大部分设计技巧隐藏在变压器里
绕组结构和磁决定变压（换）器性能是绕组结构在决定运行参数
绕组结构的约束条件：
●窗口约束
原边副边窗口分配用铜量大致相等，满足几何和能量的大致对应。技巧是分配要合理、线包要基本饱满。
●三明治约束
二夹一的意思，是降低漏感的重要措施，技巧是减少EMC结构、安规结构的不利影响，耦合要紧密。还需注意气隙对绕组的影响、磁芯作为导体的影响，辅助绕组的结构和位置。
●整层约束
是降低漏感最重要的措施，技巧是无论如何都要整层密绕、少半匝都不行，均绕不行、半层更不行，匝数太少就双线或多线并绕、或者用与槽宽等宽的铜箔叠绕。
绕组结构设计可以归结为平面几何问题。设计目标是漏感最小化、气隙最小化，需要较多的经验、技巧、时间、智慧、精力才能达成。是反激变换器设计的重点，也是高效率反激设计的关键所在。
漏感的设计标杆：1%，否则不能实现高效率。
绕组结构决定运行参数：
●一个绕组结构最终与原边副边匝数相对应，其匝比决定反射电压 ：
●反射电压决定原边MOS和副边二极管电压应力（不含尖峰部分）：
● 有了反射电压即可算出原边电流应力：
●由此得到原边电感量：
●基于临界模式的最大PWM特征周期：
●与之对应的最低特征频率和最大占空比：
磁参数优化：
磁芯选择
给出一个（PC40材质的）磁功率应力的经验公式：
●可由此大致判断（λ=1）磁芯是否合适。高效率的设计要求磁应力不能太紧张，也就是变压器（包括绕组和磁芯）的发热不要成为整个电源最突出的。当热应力突出时，应增加磁芯的 Ae.B 或者使用更好的材质。
磁芯型号也有影响，骨架槽宽 B 越大于槽深 H 的偏平窗口由于越容易满足整层约束而更有利于减少漏感。
磁饱和强度Bs
优化方向是Bs值最优化，约束条件是磁芯品质，可按 Bs（或原边电感量 Lp）扩大20%～30%余量后 Ipk 波形可见临界饱和迹象为判据确定Bs取值。更高的Bs取值，对应更小的气隙、更小的漏感，更小的尖峰电压、可能更高的整机效率。但太高的Bs取值会使上述余量更小、磁芯的品质控制困难、成品率降低。
Bs不能靠估计，要实测。Bs有个最佳值，PC40材质，大约为0.3T，偏离这个最佳值都会降低效率。
运行参数优化：
匝比 Np/Ns，反射电压 Vr
优化方向是匝比和反射电压最优化，约束条件是原边电压应力（即MOS管耐压）。更大的匝比对应更高的反射电压Vr、更小的峰值电流 Ipk、可能更小的漏感、更大的最大占空比 Dmax、更低的副边电压应力Vs（以便使用最低耐压的肖特基）。但反射电压太高会导致开关电压应力及开关损耗增加，抵消以上效应，应适可而止
原边匝数Np
优化方向是原边匝数最优化，约束条件是磁损和开关损耗。更少的原边匝数，对应更小的气隙、更小的漏感绝对值、更小的尖峰、更小原边电感量 Lp、更高的特征频率 Fo、更低的铜损、更大的磁损、更大的开关损耗、可能更高的输入电压低端效率、可能更低的输入电压高端效率。根据这些表现，优化到佳值。
电路优化配合一个好的变压器设计出来以后，需要电路与之配合，才能充分发挥高效率特性
1钳位电路
尖峰一定是有的，尖峰大小取决于漏感，钳位功率也取决于漏感。钳位二极管耐压应不低于MOS管耐压，一般应考虑用快恢复的。避免使用4007、磁珠、二极管上串电阻，这些东西是要发热的。钳位电阻应与钳位电容配合，考虑到漏感能量有一部分消耗在开关上，钳位功率控制在漏感的50%以下为宜。
2副边二极管反压尖峰 RC 吸收电路
非CCM模式，建议在原边MOS驱动上动手脚，增加导通电阻、减缓导通速率、利用米勒效应转移功率、达成减小甚至完全消除副边二极管反压尖峰之目的。此法可完全省掉RC吸收，收获最高整机效率。即使有过渡到CCM模式，上述导通电阻也应做适应性调整，采用一个合理取值，配合RC吸收达成目的。
RC吸收是有损吸收，对于每一个案例、每一个吸收电容值，都有一个最佳电阻值配合使尖峰最小化，找到这个电阻值，达成最小损耗的吸收。在多路输出时，主要的回路才需要RC吸收（并按上面的方法使损耗最小化），次要的回路建议裸奔（用二极管耐压去扛），或者稍微吸收一下即可，切不可喧宾夺主。
3副边二极管耐压
在漏感最小化、吸收最佳配合后，副边二极管电压应力已经最小化了，按此电压应力选择一款最低耐压的肖特基，即达成最高效应用。即使有同步整流助力也应如此。此举是提高整机效率最重要的措施之一。
其它电路优化配合
●副边控制电路耗电最小化设计 尽量在 TL431（1～2mA）范围内解决问题，假负载电流、吸收回路电流亦可利用起来为其供电。避免单独绕组供电的设计。
●辅助绕组电压最小化设计 以芯片VCC工况为准，电压匹配、电流够用即可，VCC电容容量够用即可。能少一匝就少绕一匝的意思，避免为加快启动而故意增加VCC电流的设计。
●电流采样电阻Rcs 可能成为PCB板上的热点，也就是损耗点。在必须采样时，应该纠结芯片的采样阀值设置，尽量低一点有利效率；否则可适当减小此电阻值，减小热损失。
●EMC最优化设计 对高效率电源而言，EMC最优化设计的另一个目的是简化端口的差模共模工程，从而减少器件损耗、提高效率。这些措施是：
a、变压器 EMC 结构要追究、隔离屏蔽要做好
b、 PCB 要做好
c、 Y 电容要用两只来湮灭偶极子噪音
d、开关导通速率宜缓不宜急
e、 共模差模结构要合理
●热平衡设计 仔细考察电源的热景象，主要温升器件的极端最大温升应大致一致，一般可以50C°为限值。温升还可判断变压器设计的合理性、散热工的合理性、意外的温升点意味着高效率设计的败笔。
